Методы расчета волноводно-щелевых антенн 5 страница

Для узких раскрывов одного излучателя набор учи­тываемых типов волн может быть следующим: при N = 2—H_l0, #₂₀; при N = 3— —#10, #20, Нзо; для квадрат­ных раскрывов; при N — = 2—#₁₀, Нои при N=3— ■—Н01, Ец.

Ряды по пространствен­ным гармоникам для собст­венных и взаимных прово- димостей Yih сходятся мед­ленно, при их вычислении нужно учитывать несколько сотен членов, т. е. индексы р и q должны доходить до 25—30 каждый.

Для уменьшения объема вычислительной работы с помощью исследования, проведенного в работе [J1 7], можно предсказать плоскости сканирования, в которых наиболее возможно появление аномальных нулей.

В работе [Л 7] используется понятие «кратера про­водимости» К(и, v), на который в пространстве направ­ляющих косинусов и, v проектируются парциальные диаграммы направленности различных типов волн. При тех углах сканирования (0, <р), при которых один из высших максимумов множителя решетки попадает в область больших мнимых положительных значений функции K(u,v), вероятно появление аномального нуля.

Для иллюстрации влияния взаимодействия с учетом высших типов волн на рис. 6.20 показано появление аномального нуля в диаграмме направленности одного излучателя в решетке в трех различных плоскостях сканирования. Из рис. 6.20 видно, что наиболее опас­ной в треугольной решетке будет диагональная пло­скость сканирования.

изменение положения аномального нуля 0_а при измене­нии размера раскрыва излучателя а = 0,61; 0,751; 0,91, размер Ь = 0,31. При а = 0,6,1 взаимодействие по высшим типам волн не проявляется, при увеличении размера а появляется аномальный нуль, который с ростом а при­ближается к нормали. Качественно такое же поведение аномального нуля будет наблюдаться в решетках с дру­гими размерами.

6.12. Рекомендации по проектированию рупорно-волноводных фазированных решеток

1. При проектировании сканирующих рупорно-вол­новодных решеток надо иметь в виду, что взаимодейст­вие между излучателями в ряде случаев может сущест­венно повлиять на изменение коэффициента усиления антенны в секторе сканирования и на согласование пи­тающих волноводов с излучателями.

2. При расчете решеток волноводных (или рупор­ных) излучателей, так же как при расчете большинства антенн СВЧ, вначале ориентировочно выбирают геомет­рические размеры решетки и ее элементов, а затем определяют электрические параметры. Если размеры выбраны неудачно, расчет повторяют снова.

3. Габаритные размеры больших антенных решеток приближенно можно определять по формулам (6.42). Числовые коэффициенты k\ и к_г зависят от формы всей решетки (прямоугольная, круглая и т. д.) и амплитуд­ного распределения по координатным осям. Значения ki и k% могут быть взяты из любого учебного пособия, где рассматривается излучение из отверстия такой же фор­мы с тем же амплитудным распределением.

4. При выборе структуры решетки (прямоугольная или косоугольная) надо иметь в виду соображения, изложенные в § 6.10. Если узлы волноводного тракта укладываются в габаритные размеры одного излучате­ля при прямоугольной структуре решетки, то целесооб­разность гексагонального расположения излучателей должна специально обследоваться, так как необходимое при этом увеличение размеров раскрыва излучателя или толщины стенок волноводов может привести к появле­нию аномальных нулей (если размеры aXb больше ре­комендуемых табл. 6.1) или к возрастанию коэффи­циента отражения в соответствии с графиками рис. 6Л7 и 6.18. Однако надо помнить, что гексагональная струк­тура решетки позволяет уменьшить полное число излу­чателей в решетке.

5. Расстояние между излучателями решетки опреде­ляется заданным сектором сканирования в плоскости Н (Эскн) и в плоскости Е (Век е) • В первом приближении расстояние между излучателями в решетке может быть найдено из следующих формул: для прямоугольной структуры d_x и d_v определяются из формулы (6.43), с учетом формулы (6.49) для плоскости Е; для гекса­гональной структуры — из формулы (6.44). Для опреде­ления расстояния между излучателями в решетке с пря­моугольной структурой можно воспользоваться графи­ками рис, 6.14, которые построены по указанным выше формулам.

Увеличение расстояния между излучателями больше расчетного не допускается, так как это приведет к по­явлению резкого провала коэффициента усиления в од­ном из направлений в пределах сектора сканирования. Уменьшение расстояния между излучателями по срав­нению с расчетным в большинстве случаев нецелесооб­разно, так как это приводит к увеличению коэффициен­та отражения |Г|_Макс при сканировании в плоскости Н, хотя несколько уменьшает |Г|_Макс при сканировании в плоскости Е. Кроме того, с уменьшением расстояния между излучателями увеличивается число излучателей в решетке.

Ожидаемое максимальное значение модуля коэффи­циента отражения в данном секторе сканирования мож­но ориентировочно выяснить по кривым рис. 6.19. Если | Г | макс» найденное по рис. 6.19, превышает величину коэффициента отражения, допустимую по условиям ра­боты всего антенно-фидерного устройства в целом, то должен быть уменьшен сектор сканирования или в кон­струкции излучателей должны быть предусмотрены согласующие устройства.

6. Выбор размеров раскрыва одного излучателя в значительной степени определяется допустимым рас­стоянием между излучателями в решетке, которое огра­ничивает возможный максимальный раскрыв с учетом толщины стенок волновода; минимальный размер

^ А

Ямин> ~2~ ограничивается условиями распространения

волны Я₁₀. При выборе размеров раскрыва излучателя 13-479 193

в указанных пределах надо иметь в виду следующее. С уменьшением размеров а и b возрастает коэффициент отражения |Г|_Макс- Величина |Г|_Макс может быть оце­нена с помощью кривых рис. 6.17 и 6.18. С другой сто­роны, увеличение размеров aXb может привести к по­явлению аномальных нулей в секторе сканирования. Если размеры раскрыва не превышают рекомендуемых в табл. 6.1 (§ 6.11), то аномальные нули не возникают во всем секторе ±90°; если условия табл. 6.1 не выпол­нены, то такая антенная решетка требует полного рас­чета входных проводимостей и коэффициентов отраже­ния. Пути такого расчета намечены в § 6.11.

7. Рекомендуемая методика, составленная по ре­зультатам анализа бесконечных решеток, может быть использована также для выбора всех размеров доста­точно больших решеток конечных размеров. Последнее заключение оправдывается тем, что направления, в ко­торых имеют место провалы коэффициента усиления, не зависят от габаритных размеров решетки. Однако с уменьшением размеров решетки провал излучения становится шире (занимает больший угол), а глубина его уменьшается. При выборе размеров небольших ре­шеток (меньше чем 20X20 излучателей), в которых провалы излучения сглажены, предложенная выше ме­тодика может оказаться не оптимальной.

8. Расчет электрических параметров антенны может производиться после того, как выбраны ее геометриче­ские размеры.

Для определения параметров антенны, диаграммы направленности, коэффициента усиления, коэффициен­та отражения и других необходимо получить полное решение задачи, т. е. найти входные 'проводимости всех излучателей (центральных и крайних), и амплитуды и фазы полей. Метод расчета описан в работе [Л 9], расчет весьма громоздкий и требует использования быстродействующих электронных вычислительных ма­шин.

9. Электрические параметры антенн весьма прибли­женно можно оценить следующим образом:

1) Нормированные кривые изменения коэффициента усиления [формула (6.46)] при различных d_x/X прибли­зительно совпадают друг с другом до углов, па которых возникают дополнительные максимумы ДН решетки, и на этом участке хорошо аппроксимируются функцией 194

в указанных пределах надо иметь в виду следующее. С уменьшением размеров а и b возрастает коэффициент отражения |Г|_Макс- Величина |Г|_Макс может быть оце­нена с помощью кривых рис. 6.17 и 6.18. С другой сто­роны, увеличение размеров aXb может привести к по­явлению аномальных нулей в секторе сканирования. Если размеры раскрыва не превышают рекомендуемых в табл. 6.1 (§ 6.11), то аномальные нули не возникают во всем секторе ±90°; если условия табл. 6.1 не выпол­нены, то такая антенная решетка требует полного рас­чета входных проводимостей и коэффициентов отраже­ния. Пути такого расчета намечены в § 6.11.

7. Рекомендуемая методика, составленная по ре­зультатам анализа бесконечных решеток, может быть использована также для выбора всех размеров доста­точно больших решеток конечных размеров. Последнее заключение оправдывается тем, что направления, в ко­торых имеют место провалы коэффициента усиления, не зависят от габаритных размеров решетки. Однако с уменьшением размеров решетки провал излучения становится шире (занимает больший угол), а глубина его уменьшается. При выборе размеров небольших ре­шеток (меньше чем 20X20 излучателей), в которых провалы излучения сглажены, предложенная выше ме­тодика может оказаться не оптимальной.

8. Расчет электрических параметров антенны может производиться после того, как выбраны ее геометриче­ские размеры.

Для определения параметров антенны, диаграммы направленности, коэффициента усиления, коэффициен­та отражения и других необходимо получить полное решение задачи, т. е. найти входные 'проводимости всех излучателей (центральных и крайних), и амплитуды и фазы полей. Метод расчета описан в работе [Л 9], расчет весьма громоздкий и требует использования быстродействующих электронных вычислительных ма­шин.

9. Электрические параметры антенн весьма прибли­женно можно оценить следующим образом:

1) Нормированные кривые изменения коэффициента усиления [формула (6.46)] при различных d_x/X прибли­зительно совпадают друг с другом до углов, па которых возникают дополнительные максимумы ДН решетки, и на этом участке хорошо аппроксимируются функцией 194

2) Коэффициент усиления по нормали определяют Или по ширине главного лепестка диаграммы направ­ленности в двух плоскостях по формуле

гДе ^ _ коэффициент полезного действия решетки; или по величине излучающей поверхности решетки

где /Сип —коэффициент использования поверхности ре­шетки, зависящий от амплитудного распределения по решетке.

3) Диаграмму направленности приближенно рассчи­тывают по формуле для непрерывного излучающего раскрыва.

Прямоугольная форма решетки с равномерным ам­плитудным распределением рассчитывается по формуле (6.31). В формулу (6.31) вместо размера b_v надо подставить габаритный размер решетки вдоль той координатной оси X или Y, по которой ампли­тудное распределение равномерное.

Прямоугольная фор­ма решетки с косину- соидальным амплитуд­ным распределением рас­считывается по формуле (6.30). В формулу (6.30) вместо размера а_р надо подставить габаритный размер решетки вдоль той координатной оси, по

которой амплитудное распределение косинусоидальное.

Круглая форма решетки рассчитывается по формуле (6.38), где под 2г надо понимать диаметр излучающей решетки.

Взаимодействие несколько изменяет структуру бо­ковых лепестков, однако простыми формулами эти из- 13* 195

менения описать не удается.

Примеры конструктивного выполнения рупоров даны на фотографиях рис. 6.22—6.24. На рис. 6.22 показан вариант выполнения рупорной антенны сантиметрового диапазона. На рис. 6.23 изображен рупор с ди­электрическим кожухом, кото­рый одновременно с защитой внутреннего пространства ру­пора и волноводного тракта от атмосферных воздействий также улучшает согласование рупора с внешним пространст­вом. Часть кожуха вырезана, чтобы показать внутреннюю полость рупора. На рис. 6.24 приведен элемент (два рупора), входящий в линейку рупоров.

Литература

1. Титов А. Н., Сап сов ич Б. И. Фазированная решетка как антенная система с искусственным диэлектриком. Сб. «Антенны», вып. 8. Изд-во «Связь», 1970.

2. G а 1 i n d о V. and W и С. Р. Численные решения для бес­конечной фазированной решетки прямоугольных волноводов с тол­стыми стенками. IEEE Trans. Ant. and Propag., 1966, March, v. AP-14 № 2.

3. G a 1 i n d о V. and Wu С. P. Диэлектрически нагруженные и покрытые диэлектриком волноводные решетки. The Bell System Technical Journal, 1968, Jan., v. 47.

4. Wu C. P. and Ga lindo V. Действие поверхностной волны на покрытой диэлектриком фазированной решетке прямоугольных волноводов. The Bell System Technical Journal, 1968, Jan., v. 47.

5. Ннттел Г., Хессель А., О л и н e p А. Нулевые про­валы в диаграмме направленности элемента фазированной антенной
решетки и их связь с направленными волнами. «Антенные решетКй с электрическим сканированием», тематический выпуск, Proc. of the IEEE, 1968, v. 56, № 11.

6.G а 1 i n d о V. and Wu С. P. Свойства фазированной ре­шетки прямоугольных волноводов с тонкими стенками. IEEE Trans. Ant. and Propag., 1966, march, v. AP-15, № 2.

7.Э л e H б e p г e p А., Шварцман Л., Топ пер Л. Неко­торые требования к геометрии волноводных решеток с линейной поляризацией, «Антенные решетки с электрическим сканированием», тематический выпуск, Proc. of the IEEE, 1968, v. 56, № 11.

8. Борджнотти Г. Анализ периодической плоской фази­рованной решетки методом собственных волн. «Антенные решетки с электрическим сканированием», тематический выпуск. Proc. of the IEEE, 1968, v. 56, № 11.

9.Farrell G. F. and Kuhn D. H. Взаимная связь в бес­конечно плоских антенных решетках рупоров и прямоугольных волноводов. IEEE Trans. Ant. and Propag., 1968, July, v. AP-16, № 4.

Глава 7

Антенны поверхностных волн

7.1. Особенности антенн бегущей волны

Антенны бегущей волны представляют собой антен­ны, токи которых, формирующие поле излучения, могут быть представлены одной или несколькими бегущими волнами, распространяющимися вдоль какой-либо на­правляющей структуры. Последние по длине составляют обычно несколько длин воли. Антенны бегущей волны относятся к продольным излучателям, обеспечивающим излучение вдоль оси структуры или в направлении, близком к ней.

Представителями антенн бегущей волны являются антенны с замедленной фазовой скоростью. Расчет из­лучения этих антенн основывается на характеристиках бегущих волн с замедленной фазовой скоростью (Уф<с), направляемых замедляющей структурой. Антенны тако­го вида различают, в основном, по замедляющей струк­туре. Существует большое разнообразие замедляющих структур, которые могут поддерживать либо волны Е, либо волны Н, либо те и другие, отличающихся конст­руктивным выполнением и формой поверхности. Антен­ны с плоскими и цилиндрическими непрерывными за­медляющими структурами называют антеннами по­верхностных волн.

Примерами антенн с замедленной фазовой скоростью являются: диэлектрические стержневые антенны, спи­ральные антенны, антенны «волновой канал», различ­ные виды антенн поверхностных волн и т. д. Они нахо­дят применение как в качестве самостоятельных антенн, так и в качестве элементов антенных решеток.

Распространение бегущей волны вдоль замедляющей структуры предполагает ее достаточную электрическую длину. Это условие наиболее просто выполняется в диа­пазоне сверхвысоких частот. Поэтому антенны бегущей 198 волны с замедленной фазовой скоростью, как правило, используются в дециметровом и сантиметровом диапа­зонах волн.

Отличительным признаком волны с Уф<с является убывание амплитуды поля волны при удалении от за­медляющей структуры по экспоненциальному закону, причем скорость убывания тем быстрее, чем больше замедление волны. Поэтому характерной особенностью антенн поверхностных волн являются их малые попе­речные размеры, и они удобны при использовании в ка­честве невыступающих или маловыступающих антенн, устанавливаемых на объектах с малым аэродинамиче­ским сопротивлением.

Ширина диаграммы направленности рассматривае­мых антенн прямо пропорциональна корню квадратно­му из отношения рабочей длины волны к длине замед­ляющей структуры, т. е. зависит от этого соотношения значительно слабее, чем в антеннах с поперечным излу­чением.

Приводимый ниже расчет антенн бегущей волны с замедленной фазовой скоростью основан на следую­щих предположениях:

1) распределение поля бегущей волны 1>ф<с, рас­пространяющейся вдоль замедляющей структуры антен­ны, совпадает с полем бегущей волны над регулярной структурой с тем же замедлением;

2) отражение бегущей волны от конца замедляю­щей структуры пренебрежимо мало;

3) излучение возбудителя антенны достаточно мало и им можно пренебречь.

Эти предположения упрощают картину явлений, про­исходящих в антеннах бегущей волны, и позволяют определить распределение тока (поля) антенны по ее длине. В действительности отражения, возникающие при распространении бегущей волны вдоль замедляю­щей структуры конечной длины, и излучение возбудите­ля бегущей волны искажают это распределение. Однако эти искажения при правильном выборе размеров антен­ны невелики и ими можно пренебречь.

Приведенные предположения позволяют рассчитать диаграмму направленности антенны бегущей волны как диаграмму направленности антенны с непрерывным или дискретным распределением элементарных излучателей по длине антенны в зависимости от вида замедляющей структуры. Бегущая волна в этом случае выполняет роль линии питания элементарных излучателей.

В отдельных случаях при достаточно большой длине антенны ее излучение можно представить так же, как излучение эквивалентного раскрыва на конце антенны, образованного распределением поля волны с Уф<с над регулярной замедляющей структурой в плоскости ее поперечного сечения.

Оба представления излучения антенны носят при­ближенный характер. Однако первое из них получило наибольшее распространение при инженерном расчете антенн с замедленной фазовой скоростью.

7.2. Антенны поверхностных волн

Типичная схема антенны поверхностной волны приве­дена на рис. 7.1. Антенна состоит из двух основных эле­ментов: замедляющей структуры 1, по которой распро­страняется поверхностная волна, и возбудителя поверх­ностной волны 2. Замедляющая структура оканчивается экраном 3.

Антенны поверхностных волн различают по виду за­медляющей структуры и по функциональным призна­кам. Существует большое разнообразие замедляющих структур, отличающихся конструктивным выполнением. Как следствие их большого разнообразия, антенны по­верхностных волн находят широкое практическое приме­нение в системах связи, радиолокации, телеметрии и т. д.

Антенны поверхностных волн используются в деци­метровом и сантиметровом диапазонах волн. Обычно они допускают работу в полосе частот, составляющей ±10-г-15%. В некоторых случаях с помощью специаль­ных мер эта полоса может быть расширена.

К недостаткам антенн поверхностных волн следует отнести сравнительно малое реализуемое усиление и от­носительно высокий уровень боковых лепестков диа­граммы направленности. Ширина основного лепестка диаграммы 26° ₅ составляет обычно 15—20°. Однако су­ществуют способы, позволяющие улучшить натравлен­ные характеристики антенн, например использование мо­дулированных замедляющих структур.

Различные части антенны поверхностной волны слу­жат различным целям. От конструкции возбудителя за­висит эффективность возбуждения 'поверхностной волны. Замедляющая структура направляет поверхностную волну и обеспечивает основное излучение антенны. Поле излучения антенны поверхностной волны является ре­зультатом интерференции поля излучения замедляющей структуры ;и поля, излучаемого 'возбудителем. Последнее является вредным фактором, искажающим диаграмму направленности.

7.3. Диаграмма направленности антенны

Расчет диаграммы направленности антенны поверх­ностной волны проводится как расчет диаграммы на­правленности антенны бегущей волны с непрерывным и равномерным распределением тока по длине антенны.

Для распределения поля поверхностной волны харак­терно существование составляющей E_z или H_z в направ­лении распространения. Практическое применение нашли антенны с поверхностной волной типа E(H_Z = 0), поле которой имеет вид

где а — коэффициент ослабления поля волны в направ­лении Х\ р — коэффициент фазы волны.

где /с = 2лД; X — длина волны рабочего диапазона.

Распределение поля (7.1) позволяет определить эк­вивалентные поверхностные токи на замедляющей струк­туре антенны и рассчитать ее диаграмму направлен­ности.

Как известно, характеристика направленности линей­ного распределения тока на длине L имеет вид

где f(z)—амплитудное распределение тока; i|)(z)—фа­зовое распределение тока.

Для антенны бегущей волны фазовое распределение имеет вид a|)(z)=|3z и при равномерном амплитудном распределении из (7.3) получается известное выражение для диаграммы направленности

В направлении распространения поверхностной вол­ны распределение тока носит характер линейного распределения тока бегущей волны. В поперечном на­правлении по оси у для антенны, изображенной на рис. 7.1, изменение тока определяется изменением поля ь раскрыве возбуждающего рупора и носит косинусои- дальный характер. Таким образом распределение маг­нитного тока на поверхности замедляющей структуры антенны имеет вид

Диаграмма направленности антенны для тока (7.5) имеет вид

Выражение (7.6) определяется двумя множителями. Одним из них является характеристика направленности элемента тока антенны (рис. 7.1) в плоскости Н (плос­кость YOZ). Другим множителем служит характеристи­ка направленности непрерывного распределения тока по длине антенны. В. плоскости Е (плоскость XOZ) выра­жения (7.6) и (7.4) совпадают.

Множитель (7.4) оказывает определяющее влияние на диаграмму направленности антенны. Для диаграммы направ­ленности представляют интерес значения В—-^- (у

— cos 6) для углов 6°, которые ограничены величинами

При приближении коэффициента у к единице относи­тельный уровень боковых лепестков диаграммы умень­шается. С увеличением длины антенны L основной ле­песток диаграммы направленности становится более уз­ким, но растет относительный уровень боковых лепест­ков.

Однако основной лепесток не становится сколь угод­но узким при неограниченном росте величины L, как это следует из выражения (7.4). Существует некоторая пре­дельная направленность антенны, которую можно полу­чить при данном замедлении у.

Приближенно это объясняется тем, что для больших значений у замедляющую структуру антенны можно рас­сматривать как волновод, переносящий поверхностные волны к ее концу, с которого происходит излучение как с эквивалентного плоского раскрыва. Размер раскрыва определяется поперечным распределением поля поверх­ностной волны и будет тем больше, чем меньше замед­
ление. Однако, как будет показано ниже, антенны по­верхностных волн большой длины не получили прак­тического применения из-за трудности реализации замедляющих структур больших размеров.

7.4. Плоские замедляющие структуры

Замедляющую структуру, направляющую поверхно­стную волну, принято характеризовать поверхностным импедансом (поверхностным сопротивлением), который определяется отношением составляющих электрического и магнитного полей на 'поверхности структуры.

Для волны типа Е поверхностный импеданс с учетом (7.1) записывается в виде

Поверхностный импеданс может служить граничным условием для электродинамических задач и существенно облегчает их решение в случае, если распределение электромагнитного поля в импедансной структуре не за­висит от распределения тюля над ней.

При подстановке (7.1) в (7.7) получается соотноше­

ние

из • которого следует, что условием существования по­верхностной волны над импедансной структурой явля­ется ее чисто индуктивный

характер. С ростом вели­чины замедления поверхно­стной волны у увеличивают­ся коэффициент ослабле­ния а (7.2) и величина по­верхностного импеданса (7.8).

В качестве плоских за­медляющих структур ис­пользуются плоские ребри­стые (гребенчатые) струк­

туры и структуры в виде тонкого слоя диэлектрика на металлическом экране (подложке).

Ребристая структура (рис. 7.2) 'представляет собой периодически чередующиеся канавки шириной d и глу­биной h с ребрами толщиной т. Ребристая структура эк­
вивалентна непрерывной замедляющей поверхно­сти при достаточно ма­лом периоде структуры PD<1(D<0,U,D = <*+T).

Поле внутри каждой канавки ребристой струк­туры не зависит от z и его распределение соот­ветствует распределению поля волны ТЕМ. Поэто­му канавки ребристой структуры можно рассма­тривать как отрезки ко- роткозамкнутой линии, входное сопротивление которой при h<Xl4 имеет индуктивный характер. При h>h/4 входное со­противление короткозамкнутой линии имеет емкостный характер и ребристая структура не является замедляю­щей.

Формула для расчета поверхностного импеданса име­ет вид

Коэффициент замедления поверхностной волны у ^из (7.2), (7.8) и (7.9) вычисляется по формуле

При h—>1/4 в короткозамкнутых канавках насту­пает резонанс >и величина замедления у при весьма ма­лом периоде структуры неограниченно растет. Однако б реальных структурах срыв поверхностной волны на­ступает при значениях h, отличных от Х/А, из-за влияния толщины ребер т и ширины канавки d.

На рис. 7.3, 7.4 приведены зависимости замедления от глубины канавки ребристой структуры h/X при раз­личных размерах h/D и d/D [Л1].

Влияние толщины ребра заметно лишь вблизи резо­нанса,. При неизменной глубине канавок увеличение толщины ребра приводит к уменьшению замедления. Однако это явление заметно лишь при значениях d/D >0,5.

Другим видом замедляющей структуры является слой диэлектрика на металлическом экране (рис. 7.5). Распространение поверхностных волн иад диэлектриком связано с явлением полного внутреннего отражения, на­блюдаемого при падении плоской волны из диэлектрика на границу раздела с менее плотной средой. При угле падения, большем угла полного внутреннего отражения, вдоль границы раздела сред распространяется поверхно­стная волна с фазовой скоростью <Уф<с, где е —

относительная диэлектриче­ская проницаемость диэлек­трика.

В отличие от ребристой структуры в диэлектриче­ском слое могут существо­вать как волны типа Е, так и волны типа Н.

Поверхностные Е-волны могут распространяться при произвольно малой толщине диэлектрического слоя h. Этим они отличаются от поверхностных волн типа Н, которые могут существовать начиная с некоторой тол­щины слоя, обеспечивающей емкостный характер поверх­ностного импеданса. Поэтому возбуждение волн типа Е 206
наиболее предпочтительно, так как конструкция ай- тенны поверхностной волны в этом случае является бе­лее простой и имеет меньший вес.