ПРИЛОЖЕНИЕ 2. ПРОГРАММА РАСЧЕТА ХАРАКТЕРИСТИК МПЛ В СРЕДЕ MathCAD

Для расчета характеристик МПЛ создана программа в системе MathCAD. Для пользования программой нужно ввести следующие исходные данные: частоту f в ГГц, значение которой снимается с индикатора генератора; толщину подложки МПЛ h (мм), которая измеряется самостоятельно; ширину полоски W, которая измеряется самостоятельно; диэлектрическую проницаемость ( в программе εr), задается преподавателем; толщину полоски t (в программе th, обычно равной 0.01); тангенс диэлектрических потерь (в программе tgδ).

Программой вычисляются критическая частота (в программе f_kr ) по формуле (1.2) приложения 1, отношение ширины полоска к толщине подложки h ( ), обозначенное в программе Wh, эффективная диэлектрическая проницаемость (в программе εф(f)), рассчитанная по формуле (1.3) приложения 1.

Далее вычисляется - ВОЛНОВОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ, при Wh ≤ 1по формуле (1.4) приложения 1, обозначенное в программе Z1(f), при Wh > 1по формуле (1.5) приложения 1,обозначенное в программе Z2(f).

Затем в программе производится расчет ПОТЕРЬ В МПЛ. Для этого вводится толщина полоска h, обозначенная в программе H. Сначала рассчитываются вспомогательные характеристики и . Потом по формуле (1.7) производится расчет потерь в диэлектрике (в программе αd(f)). После этого производится расчет потерь в металле по формулам (1.8) приложения 1. При Wh ≤ 2, рассчитанное значение в программе обозначено αm1(f), и полные потери (формула 1.6) обозначены α1(f). При Wh > 2потери в программе обозначены через αm2(f), и полные потери (формула 1.6) обозначены α2(f).

Частота в программе меняется согласно заданию Табл.1 и для каждого значения частоты вычисляются характеристики МПЛ.

ПРИЛОЖЕНИЕ 3 . СИНТЕЗ МИКРОПОЛОСКОВЫХ ППФ

ППФ представляет собой m последовательно соединенных четырехполюсников, избирательно пропускающих или не пропускающих колебания определенной полосы частот. Основной характеристикой ППФ является зависимость рабочего затухания в дБ от частоты f. На рис.5 показаны характеристики ППФ. Рабочее затухание зависит от сопротивления генератора (R_г) и нагрузки (R_H). При синтезе ППФ обычно предполагается, что

и фильтр считается чисто реактивным четырехполюсником, состоящим из индуктивных и емкостных элементов.

а) б)

Рис.5. Характеристики ППФ: а- чебышевская, б- максимально гладкая

Характеристики ППФ описываются следующими параметрами

где f_-n, f_n - граничные частоты полосы пропускания;

f_-3, f₃ - граничные частоты заграждения;

Р_n , Р₃ - допустимые уровни затухания в дБ в полосе пропускания и заграждения соответственно.

Задача синтеза фильтра по заданным рабочим параметрам

формулируется следующим образом:

при ,

при ,

где Р - уровень затухания ППФ на частоте f.

На первом этапе синтеза ППФ производится аппроксимация требуемой частотной характеристики затухания некоторой функцией. Наиболее часто в качестве аппроксимирующих выбираются чебышевская (рис.5а):

, (1)

либо максимально-гладкая (рис.5б)

, (2)

где

, , ,

- число звеньев фильтра, - полином Чебышева первого рода порядка m.

Допустимое затухание в полосе пропускания в безразмерных единицах l_n определяется из соотношения

.

Сравнение чебышевской и максимально-гладкой характеристик показывает, что при реализации одинаковых рабочих параметров схема чебышевского фильтра будет содержать меньшее количество звеньев, т.е. конструкция чебышевского фильтра будет иметь меньшие габариты и массу. Преимуществами максимально-гладкого фильтра являются отсутствие выбросов затухания в полосе пропускания и большая линейность фазо-частотной характеристики.

Необходимое число звеньев ППФ определяется:

а) при чебышевской частотной характеристике

, (3)

6) при максимальной плоской

, (4)

где

, , .

В формулах (3), (4) значение m округляется до ближайшего целого числа.

Расчет ППФ существенно упрощается, если известна схема и величины элементов фильтра-прототипа нижних частот с граничной частотой = (2π)^-1 , нагруженного на сопротивление со стороны входа и выхода R_H=R_Г=1 Ом. Это достигается путем проведения нормализации полосы пропускания.

Если рассчитан фильтр-прототип нижних частот, состоящий из индуктивностей L_о и емкостей С_о, имеющий частотную характеристику Р(f) и граничную частоту f′_n, то преобразование частоты переводит характеристику фильтра нижних частот (рис.6) в характеристику ППФ (рис.5а):

, (5)

где .

Рис.6. Характеристика фильтра-прототипа нижних частот

Индуктивное сопротивление элементов фильтра-прототипа в результате замены переменной (5) можно записать в виде

,

где

,

, (6)

а емкостную проводимость в виде

,

где , . (7)

Соотношения (6), (7) означают, что если индуктивности фильтра-прототипа (рис.7а,б) L_k (индекс k означает номер элемента) заменить последовательными контурами с элементами L'_k, С'_k (6), а емкости C_k -параллельными контурами L''_k, С''_k (7), то получим ППФ (рис.7б,г) с граничными частотами f_-n, f_n. Схемы на рис.7а,б и 7в,г дуальны, их характеристики идентичны. Выбор схемы (Т- или П- образной) определяется удобством конструктивной реализации.

Рис.7. Схемы фильтров-прототипов нижних частот и соответствующие им ППФ: а,б - П- и Т-образные схемы фильтров-прототипов нижних частот соответственно; в,г - П- и Т-образные схемы ППФ соответственно

Элементы фильтра-прототипа можно характеризовать величинами их нагруженных добротностей на частоте среза :

, . (8)

Если фильтр-прототип рассчитан на частоту среза град/с и R₀= 1 Ом , то в схеме фильтра . Тогда

- для последовательных элементов,

- для параллельных элементов.

Величины можно найти в табл.4 и в [3, с.517-5481]. Исключение составляют параметры - элемента:

, (9)

где

В диапазоне СВЧ схему фильтра в таком виде как показано на рис.7б,г реализовать сложно. Поэтому широко используются инверторы сопротивлений и проводимостей, которые позволяют использовать в схеме контуры только одного типа (последовательного или параллельного). С помощью инверторов достигается эффект, связанный с чередованием последовательных и параллельных контуров. Идеальный инвертор сопротивлений на всех частотах ведет себя как четвертьволновый отрезок линии с волновым сопротивлением К, а идеальный инвертор проводимости - как четвертьволновый отрезок линии с проводимостью J. Поэтому если инверторы сопротивления и проводимости с одной стороны нагружены сопротивлением Z (рис.8а) и проводимостью Y (рис.8б) соответственно, то сопротивление Z_вх и проводимость Y_вх со стороны других зажимов будут равны

. (10)

Инверторы имеют фазовый сдвиг , где но обычно m=0.

Вследствие преобразований (10), осуществляемых инверторами, последовательная индуктивность с инверторами сопротивлений с двух сторон будет выглядеть как параллельная емкость (рис.8б), а параллельная емкость с инверторами проводимости - как последовательная проводимость (рис.8г).

Таким образом, процедура синтеза ППФ сводится к следующим основным моментам. Сначала фильтр-прототип (см.рис.7а или 7б) преобразуется в эквивалентный прототип ФНЧ, который содержит только последовательные индуктивности и инверторы сопротивлений (рис.9а) или параллельные емкости и инверторы проводимостей (рис.9б). Затем, применяя к этому эквивалентному прототипу частотное преобразование (5), определяются элементы ППФ (рис.9 в,г).

Рис.8. Инверторы: а,б- инверторы сопротивления и проводимости соответственно; в,г- преобразование индуктивностей и емкостей, осуществляемые инверторами; д,е- цепи, используемые как инверторы сопротивлений ; ж,з- цепи, используемые как инверторы проводимостей

Обычно в диапазоне СВЧ контуры представляют собой резонаторы с распределенными параметрами. Поэтому схемы (рис.9в,г) следует изображать в обобщенном виде, содержащем инверторы сопротивлений и резонаторы последовательного типа (рис.9д) или инверторы проводимостей и резонаторы параллельного типа (рис.9е). Как правило, в фильтрах СВЧ применяются одинаковые резонаторы.

Существует много способов практической реализации СВЧ инверторов и резонаторов. Наиболее простым инвертором является четвертьволновый отрезок линии, для которого К=W₀ , где W₀ - волновое сопротивление линии. Если четвертьволновый отрезок используется в качестве инвертора проводимостей, то . На рис.8д,е показаны примеры цепей, используемых как инверторы сопротивлений, а на рис.8ж,з - инверторы проводимостей. Параметры инверторов на рис.8д,е определяются по формулам:

,

, (11)

.

Параметры инверторов на рис.8ж,з равны

,

, (12)

.

Рис. 9. Преобразование прототипа-фильтра нижних частот в ППФ: а,б- схемы прототипов; в,г- соответствующие им ППФ; д,е- схемы ППФ с резонаторами

Микрополосковые ППФ обычно строятся на резонансных полуволновых отрезках линий разомкнутых на концах и параллельно связанных друг с другом на участке приблизительно равном (рис.10а), где длина волны в свободном пространстве, соответствующая центральной частоте - эффективная диэлектрическая проницаемость связанных микрополосковых линий на данном отрезке. Каждая параллельно связанная секция эквивалентна J-инвертору с отрезками линий, включенными на вход и выход. Следовательно, эквивалентная схема фильтра соответствует рис.9е. Для сокращения габаритов фильтров резонаторы изгибаются так, как показано на рис.10б,в,г.

Порядок приближенного расчета ППФ следующий. По найденным значениям элементов фильтра-прототипа определяются волновые сопротивления связанных линий k-го звена фильтра при четном и нечетном возбуждениях

Рис. 10. Топология ППФ на связных полуволновых резонаторах

, (13)

, (14)

где

, W₀- волновое сопротивление тракта.

Геометрические размеры k-звена фильтра - ширина полосковых проводников и зазоры между ними (h - толщина подложки) -определяются по найденным значениям с помощью графиков на рис.12,13. Длина отрезков связанных линий определяется выражением

, (15)

где

-эффективная диэлектрическая проницаемость на участке связанных линий, которая определяется по графикам рис.14.

Для увеличения коэффициента заполнения подложки целесообразно использовать поворот резонаторов на угол , относительно подводящих линий (рис.10б):

. (16)

При этом габаритные размеры фильтра определяются соотношениями:

, . (17)

Таблица 4

Параметры элементов фильтров-прототипов с чебышевской

характеристикой

Рис.11. Геометрия поперечного сечения связанных линий для k-звена фильтра

Рис.12. График зависимости от для связанных полосок с лицевой связью при различных волновых сопротивлениях Z_oe при четном возбуждении

Рис.13. График зависимости сопротивлений микроополосковой линии при четном (Z_ое) и нечетном (Z_oo ) видах возбуждения от , при различных

Рис.14. График зависимости эффективной диэлектрической проницаемости микрополосковой линии от

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. СОГЛАСОВАНИЕ В ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ

Обеспечение согласования является одной из важнейших задач техники сверхвысоких частот. Необходимость согласования возникает при соединении передающей линии с заведомо рассогласованной нагрузкой, либо при соединении линий с различными волновыми сопротивлениями.

Для получения согласования используется согласующий четырехполюсник, назначением которого является устранение отраженной волны. Такая задача может быть решена различными способами:

1. Использование поглощающего четырехполюсника, не вносящего дополнительных отражений, но ослабляющего проходящий через него сигнал. Такой четырехполюсник является аттенюатором. Увеличивая ослабление можем получить малую величину КСВ в линии перед согласующим четырехполюсником даже при сильном отражении от нагрузки. Например, при отражении в 20 дБ и при полном отражении от нагрузки можно снизить КСВ на выходе четырехполюсника до 1,02. В этом случае генератор и нагрузка оказываются развязанными между
собой, т.к. величина КСВ в линии практически не зависит от КСВ
нагрузки. Такой поглощающий согласующий четырехполюсник называется развязывающим аттенюатором. Согласование при этом достигается снижением КПД всей линии. Поэтому развязывающие аттенюаторы используются главным образом в измерительных установках, где КПД не имеет большого значения.

Существуют невзаимные аттенюаторы, у которых ослабление падающей волны во много раз меньше чем у отраженной, однако, и в этом случае часть СВЧ мощности, отраженной от нагрузки, рассеивается в виде тепла.

2. Согласование с помощью недиссипативного четырехполюсника.

Согласующее устройство обладает свойствами идеального трансформатора без внесения активных потерь. Такими трансформирующими свойствами обладают сами передающие линии и включаемые в них неоднородности, которые в технике СВЧ получили название согласующих трансформаторов.
Метод согласования основан на создании дополнительного отражения, при котором амплитуда отраженной волны U_1ОТР равна амплитуде отраженной волны от согласующего устройства U_2ОТР, а фаза отличается на 180°. В этом случае полное отражение U_ОТР = U_1ОТР – U_2ОТР = 0.

3. Метод плавных переходов основан на использовании для согласования волновых сопротивлений двух линий отрезка нерегулярной линии передачи, размеры поперечного сечения которой изменяются небольшими скачками или плавно вдоль ее длины.

Следует разделять узкополосное и широкополосное согласования. При узкополосном согласовании режим бегущей волны достигается на единственной расчетной частоте. При отклонении частоты от расчетной возникает рассогласование и наблюдается снижение коэффициента бегущей волны (КБВ).

Характерная частотная зависимость КБВ при узкополосном согласовании показана на рис.3.

Рис.3

Полоса частот, для которой КБВ превышает установленное до­пустимое значение K_min, называется полосой согласования ∆f_C. При узкополосном согласовании полоса частот не контролируется при расчете номиналов элементов согласующего устройства и опре­деляется экспериментально после нахождения номиналов согласующих элементов.

При широкополосном согласовании номиналы согласующих элементов определяются из условия достижения максимальной полосы согласования. При широкополосном согласовании требование достижения единичного значения КБВ на расчетной частоте не предъявляется и не может служить основанием к расчету номиналов элементов согласования. Относительное значение достигаемой полосы согласования ∆f_С /f₀, где f₀ - расчетная частота, зависит от частотных свойств нагрузки и согласующих элементов, а также от допустимого значения КБВ K_min. Значение ∆f_С /f₀ может находиться в широких пределах, от сотых долей процента до нескольких октав.

При узкополосном согласовании достаточно компенсировать отражение от нагрузки на выбранной частоте, внося в линию добавочное отражение. Для расширения полосы согласования надо стремиться уменьшить длину согласующего устройства и расположить его как можно ближе к нагрузке. Тогда при отклонении частоты от расчетной отклонение электрических длин в согласующем устройстве будет наименьшим и рассогласование с изменением частоты будет нарастать медленнее.

При узкополосном согласовании обычно используют трансформаторы в виде отрезков линий передачи с измененным волновым сопротивлением, а также сосредоточенные реактивности, например шлейфы, диафрагмы.

Четвертьволновый согласующий трансформатор представляет собой отрезок линии передачи с волновым сопротивлением Z_ТР и длиной λ_В/4, включенный между согласуемыми линиями передачи с различными волновыми сопротивлениями Z_В1 и Z_В2 или между линией передачи с волновым сопротивлением Z_В1 и нагрузкой Z_Н. Волновое сопротивление трансформатора подбирается таким, чтобы создавались два равные по амплитуде отражения на его входе и выходе. При длине трансформатора λ_В/4 отражения на входе компенсируются отражениями, возникающими на его выходе.

Коэффицент отражения на входе трансформатора можно записать:

Г_ВХ = (Z_В1 - Z_ТР) / (Z_В1 + Z_ТР) (1)

Коэффициент на выходе:

Г_ВХ = (Z_В2 - Z_ТР) / (Z_В2 + Z_ТР) (2)

Если приравняем выражения (1) и (2) с противоположным знаком, то получим выражение для входного сопротивления четвертьволнового трансформатора, нагруженного на сопротивление Z_В2:

(3)

Следовательно:

(4)

для случая согласования двух линий и для согласования линии с произвольной нагрузкой

(5)

В реальных линиях передачи нерегулярности, возникающие на входе и выходе трансформатора, искажают структуру поля в этих местах, создавая реактивности емкостного характера. Для компенсации этих емкостей несколько укорачивают длину трансформатора.

Полоса рабочих частот ∆f_С четвертьволнового трансформатора зависит от скачка трансформируемых сопротивлений n = Z_B1 / Z_B2. Чем меньше скачок n, тем шире полоса частот.

Узкая полоса рабочих частот при значительных скачках сопротивлений определило применение четвертьволнового трансформатора для согласования однотипных линий передачи с малым отличием волновых сопротивлений.

Принцип действия согласующих трансформаторов компенсирующей реактивностью представлен на рис.4.

Рис.4

Согласующий элемент располагает­ся в точке, где активная составляю­щая входного сопротивления равна волновому сопротивлению линии. В этом случае согласующий элемент ко­мпенсирует реактивную составляющую входного сопротивления. Слева от реактивности, в сторону генератора, в линии устанавливается режим бегу­щей волны, а справа, в сторону на­грузки, режим смешанных волн.

В качестве согласующих реактивностей широко используются шлейфы (короткозамкнутые или разомкнутые отрезки линий передачи различной длины), штыри, диафрагмы.

Общим недостатком трансформаторов является узкополосность и снижение электрической прочности передающего тракта.

ПРИЛОЖЕНИЕ 2. МЕТОДИКА РАСЧЕТА МИКРОПОЛОСКОВОГО СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА

Расчет согласующего трансформатора (см. рис.1) проводится по следующей схеме:

1. Задаются исходные данные:

а) диэлектрическая проницаемость подложки ε;

б) высота диэлектрической подложки h, мм;

в) высота фольги t, мм;

г) волновое сопротивление входной линии Z₀ , Ом;

д) центральная частота f₀ , ГГц.

2. Рассчитывается ширина входной линии w₀ :

а) при d > 2.1

б) при d ≤ 2.1

где

3. Для каждого варианта задается своя ширина выходной линии w_H

и рассчитывается волновое сопротивление выходной линии Z_H :

где

4. Выбирается волновое сопротивление трансформатора Z_T из условий:

а) если Z_H < Z₀, то

б) если Z_H > Z₀, то

5. Рассчитывается ширина трансформатора w_T. Расчет производится аналогично п.2, только вместо w₀ и Z₀ в формулы подставляются w_T и Z_T.

6. Рассчитываются длины трансформатора l_Т и выходной линии l_H на заданной частоте f₀ :

где - эффективные диэлектрические проницаемости соответствующих участков согласующего трансформатора (см. рис.1).

ПРИЛОЖЕНИЕ 5. ИЗГОТОВЛЕНИЕ МИКРОПОЛОСКОВОГО СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА

Микрополосковый согласующий трансформатор изготавливается с помощью микроскопа. При изготовлении используются результаты расчетной части.

В процессе изготовления микрополоскового трансформатора необходимо иногда переключать масштаб микроскопа. В табл.4 дана цена 1 мм в делениях шкалы микроскопа.

Таблица 4

Процесс изготовления иллюстрирует рис.5.

Все размеры линии отмечаются на фольге тонкой иглой. Контур устройства рисуется сначала тонкими линиями, а затем с помощью линейки проводим иглой по контуру с усилием. Фольга вне контура удаляется с подложки. Готовая подложка укрепляется в металлическом коpnyce.

Рис.5

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА

На генераторе СВЧ во время выполнения работы используется только ручка, связанная со шкалой "MHz". Остальные органы управления в работе не используются.

Органы управления измерительного усилителя У2-8 перед проведе­нием измерений поставить в исходное положение - ручку "dB/μV, dB/mV" переключателя "►" установить на "40dВ".

4.1. Устройство измерительной линии типа PI-36 и принцип ее работы

На рис.6 показаны основные элементы измерительной линии:

1 - корпус со шкалой отсчета;

2 - ручка механизма перемещения каретки;

3 - индикаторная головка;

4 - ручка настройки зонда индикаторной головки;

5 - соединители коаксиального канала.

Рис.6

Настройка линии на одно фиксированное значение частоты СВЧ сигнала осуществляется перемещением короткозамыкающего плунжера индикаторной головки 3 с помощью ручки настройки 4. О точности настройки на частоту говорит максимальное отклонение стрелки измерительного усилителя от нулевой отметки.

Если невозможно обнаружить сигнал или его уровень мал, следует темного сместить каретку ручкой 2 и повторить операцию настройки индикаторной головки 3.

4.2. Измерение коэффициента стоячей волны К_ст

Перед определением К_СТ необходимо откалибровать измерительный тракт, для чего собирается лабораторная установка согласно рис.7. На генераторе СВЧ устанавливается фиксированное значение частоты f_n и производится настройка зонда индикаторной головки (измерительной линии на эту частоту (см.п.4.1).

Рис.7

Схема установки для калибровки: 1 - генератор СВЧ; 2 - измерительная линия; 3 - измерительный усилитель; 4 - короткозамкнутая нагрузка.

Рис.8

Схема лабораторной установки для измерения КСВ: 1 - генератор СВЧ; 2 - измери­тельная линия; 3 - измерительный усилитель; 5 - исследуемое устройство.

Для определения К_CT собрать лабораторную установку, изображенную на рис.8. Перемещая каретку линии с помощью ручки механизма перемещения, отсчитывают по линейной шкале индикатора усилителя максимальную U_maxи минимальную U_min амплитуды стоячей волны в линии.

Коэффициент стоячей волны определяется из соотношения

4.3. Измерение входного сопротивления

Экспериментальное исследование зависимости Z_ВХ(f) проводится в следующей последовательности:

1. Собрать лабораторную установку согласно схеме рис.7.

2. Откалибровать измерительный тракт (см.п.4.1).

3. Определить положение условного конца линии (УКЛ) - l_K. При определении величины нагрузки необходимо знать расстояние от нагрузки (начало отсчета) до ближайшего минимума напряжения. Однако конструкция измерительной линии не позволяет отсчитывать это расстояние непосредственно от нагрузки. В связи с этим за начало отсчета принимается УКЛ, положение которого определяется как положение ближайшего к концу линии узла напряжения при коротком замыкании. Для точного определения положения узла напряжения применяется метод "вилки" (метод двух отсчетов).

Рис.9

Фиксируются два соседних положения зонда изме­рительной линии l_К1 и l_K2 (рис. 9), для которых показания инди­катора U₁ отличаются от нуля и одинаковы. Положение УКЛ опре­деляется как среднее

l_K = (l_K1 + l_K2)/2

4. Подключается исследуе­мое устройство согласно схеме рис.8 и находится расстояние X от условного конца линии до первого минимума напряжения в

направлении к генератору: X = l_K – l₁ (рис.9).

5. Значение полного сопротивления определяется по формуле:

где Z₀ = 50 Ом - волновое сопротивление; β = 2π/X.

ПРИЛОЖЕНИЕ 6. МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ ЭЛЕМЕНТОВ МАТРИЦЫ РАССЕЯНИЯ

Измерения проводятся на экспериментальной установке, схема которой показана на рис.10. Цифрами на рисунке обозначены:

1. Генератор СВЧ;
2. Измерительная линия;
3. Исследуемый четырехполюсник;
4. Измерительный усилитель;
5. Детекторная головка.

Рис.10

При измерениях используются также согласованная нагрузка и короткозамыкатель.

Так как исследуемые четырехполюсники являются симметричными и реактивными, то измерения производятся в следующем порядке:

1. Измерить положение условного конца линии (УКЛ) l_K (см.п.4.3
   прилож.4).
2. Измерить длину волны в линии (без исследуемого четырехполюс­
   ника). Методом "вилки" определить положение узла, ближайшего к УКЛ,
   - l₁ (см.рис.9 прилож.4). Тогда длина волны будет .
3. Измерить |S₁₁| - коэфициент отражения на входе 1 четырехполюсника при согласованной нагрузке. Для этого к измерительной линии подключить исследуемый четырехполюсник плечом 1. К плечу 2 подключить согласованную нагрузку (см.рис.10а). Определить КСВ:

где U_max и U_min – максимальное и минимальное показания индикатора. Тогда

1. Определить Arg S₁₁ . Методом "вилки" определить положение ближайшего к концу линии минимума напряжения l₁. Рассчитать величину смещения его относительно УКЛ: . Величине ∆l₁ присваивается знак "минус" при смещении l₁ относительно l_K в сторону нагрузки и знак "плюс" - при смещении к генератору. ; где k_β = 2π / λ_B.

5. Измерить |S₁₂| - коэффициент передачи при согласованном выходе и прямой передачи. К четырехполюснику вместо согласованной нагрузки подключить согласованную детекторную головку (рис.10б), выход которой подключить к измерительному усилителю. Записать показания индикатора U₂. Затем детекторную головку подключить непосредственно к измерительной линии и записать показания индикатора U₁. Тогда

6. С помощью измеренных |S₁₁|, Arg S₁₁ рассчитать все параметры матрицы [S], воспользовавшись известными соотношениями:

|S₁₁| = |S₂₂| , |S₂₁| = |S₁₂| , |S₁₁|² + |S₂₁|² = 1 , |S₂₂|² + |S₁₂|² = 1.

Тогда матрица рассеяния запишется в виде:

где φ₁₁ = Arg S₁₁.

СОДЕРЖАНИЕ

ОБЩИЕ ПРАВИЛА РАБОТЫ СТУДЕНТОВ В ЛАБОРАТОРИИ …………………3

Лабораторная работа №1.

"ПРОЕКТИРОВАНИЕ И ИССЛЕДОВАНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК МИКРОПОЛОСКОВЫХ СОГЛАСУЮЩИХ ЭЛЕМЕНТОВ"……………………...4

Лабораторная работа №2.

"ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЭЛЕМЕНТОВ ВОЛНОВЫХ МАТРИЦ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКА"………………………………………………...7

ПРИЛОЖЕНИЕ 1. СОГЛАСОВАНИЕ В ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ…………………10

ПРИЛОЖЕНИЕ 2. МЕТОДИКА РАСЧЕТА МИКРОПОЛОСКОВОГО

СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА………………………………………...13

ПРИЛОЖЕНИЕ 3. ИЗГОТОВЛЕНИЕ МИКРОПОЛОСКОВОГО

СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА………………………………………...14

ПРИЛОЖЕНИЕ 4. МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ

СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА………………………………………...15

ПРИЛ0ЖЕНИЕ 5. МЕТОДИКА ИЗМЕРЕНИЯ ЭЛЕМЕНТОВ МАТРИЦЫ

РАССЕЯНИЯ……………………………………………………….18