Квазикогерентный демодулятор АМ-сигнала.

Приемник АМ-сигнала строят по одноканальной корреляционной схеме:

УФОН формирует напряжение в виде гармонического сигнала с частотой, соответств. комбинации 1. Решающее Устройство в моменты времени t-t сравнивает напряжение на выходе коррелятора с пороговым напряжением (соотв. мощности шума в канале связи)

Применяются в тех случаях когда не учитываются фазовые соотношения сигнала.

АМн: схема приемника с некогерентной демодуляцией не отличается от обычного приемника манипулированных сигналов. В качестве демодулятора используют обычный амплитудный детектор.

Решающее устройство в моменты времени сравнивает напряжение на выходе детектора с напряжением соответствующем мощности шума (Pш). Оптимальное значение Uпор: где

ЧМн: наиболее часто такой детектор строят по двухканальной схеме.

Решение принимается о наличие того символа напряжение в канале которого максимально.

Если fн или значения и имеют невысокую стабильность то применяют одноканальную схему ЧМн с использованием балансного частотного детектора.

Роль РУ в данной схеме выполняет пороговое устройство (ПУ), которое определяет полярность выходного сигнала. При Uвых>0 принимается «1», Uвых<0 «0».

ФМн:

Здесь функции перемножения и интегрирования выполняет балансный фазовый детектор.

БИЛЕТ №5

5.1

5.2

Крутизна преобразования S_П является важнейшим параметром ПЧ, определяющим эффективность его работы. Из анализа эквивалентной схемы

следует, что коэффициент преобразования:

где Z_ПЭ – эквивалентное сопротивление нагрузки ПЧ вычисляется через крутизну преобразования.

5.3

5.4

Шумоподобные сигналы (ШПС) обладают уникальными свойствами, очень важными для практики, что является причиной повышенного интереса к ним. К таким свойствам ШПС относятся: возможность вести устойчивый прием, когда уровень сигнала ниже среднего уровня помех (скрытность передачи); работа в занятых диапазонах частот, поскольку селекция таких сигналов осуществляется по форме; обеспечение повышенной помехоустойчивости к узкополосным непрерывным и импульсным помехам; повышенная помехоустойчивость при наличии многолучевости (мультипликативных помех); наиболее точное измерение параметров движения объекта (скорости, координаты и др.); совмещение различных функциональных задач.

Шумоподобные сигналы не являются случайными, поскольку формируются по определенному алгоритму. Однако их свойства близки к свойствам шума, ограниченного по частоте: энергоспектр почти постоянен, а функция корреляции имеет узкий основной пик и небольшие боковые "выбросы" (отсюда и название ШПС). Шумоподобные сигналы представляют собой цифровые последовательности длины М (М-последовательности). Поскольку неизвестен закон чередования единиц и нулей в М-последовательности, то они получили также название псевдослучайных последовательностей. Такую последовательность проще всего сформировать с помощью регистра сдвига с логической обратной связью.

Наибольшие возможности ШПС обеспечивают в цифровых системах передачи информации. С помощью ШПС-переносчиков искусственно расширяется полоса частот информационного цифрового сигнала. Для этого информационный цифровой сигнал с элементарной посылкой длительности ТПеремножается с ШПС, длительность посылки которого τ0 << Т. Если цифровой сигнал знакопеременен (+1, –1) и имеет прямоугольную форму, то при перемножении имеет место абсолютная ФМН на 180° ШПС-переносчика прямоугольной формы информационным цифровым сигналом тоже прямоугольной формы. От этого элемент информационного сигнала разбивается на N бинарных (двоичных) элементов:

,

Где В – база сигнала.

Поскольку В >> 1, то ШПС являются широкополосными (1/τ0 >> 1/Т). В узкополосных системах В = 1. Базу ШПС можно рассматривать как параметр, характеризующий сознательно введенную в сигнал избыточность, которая определяет перечисленные выше достоинства ШПС.

На рис. 5.41, А представлена структурная схема модулятора ШПС-переносчика цифровой системы передачи. В состав схемы входят:

Источник цифровой информации ИИ; перемножитель сигналов П; генератор ШПС ГШПС; синхронизатор С; балансный модулятор БМ; генератор гармонической несущей Г; усилитель У. Цифровой сигнал (1 или 0) из блока ИИ поступает на один вход перемножителя П, на другой вход которого подается ШПС с генератораГШПС. Фаза сигнала на выходе блока П равна 0, если передается 1. В противном случае она равна 180°, что соответствует ФМН на 180° (рис. 5.41, Б).

Рис. 5.41

На элементарной посылке цифрового сигнала T с блока ИИ укладывается N = Т/τ0 элементарных посылок длительности τ0 ШПС. Так как ширина спектра ШПС F = 1/τ0, то база ФМН-сигнала В = FT = N >> 1. В блоке БМ информационный ШПС переносится на рабочую частоту передатчика и после усиления в блоке Уизлучается антенной А. В приемнике (рис. 5.42) сигнал проходит через смеситель СМ, переносится с помощью гетеродина Г на промежуточную частоту, усиливается в усилителе промежуточной частоты УПЧобрабатывается согласованным фильтром СФ. С выхода СФ сигнал поступает на синхронизатор СИ решающее устройство РУ. Синхронизатор осуществляет поиск ФМН-сигнала по частоте и времени, накапливает сигнал

А

Рис. 5.42

Для увеличения надежности синхронизации, управляет режимом работы РУ. После окончания поиска и вхождения в синхронизм на выходе РУПоявляется информационная последовательность в виде двоичных символов, которая передается получателю информации ПИ.

Рассмотренные модулятор и демодулятор ШПС являются простейшими и далеко не единственными.

№6.

6.1.

На схеме транзистор со стороны выхода заменен эквивалентным генератором тока с параметрами , и током , а со стороны входа следующего каскада проводимостью , . Резистор утечки R4 (рис.1) или делитель (рис.2) заменены проводимостью ( или ).

Обычно сумму проводимостей считают проводимостью нагрузки GН, т.е.

Анализ эквивалентной схемы позволяет получить все расчетные соотношения для определения характеристик каскада [1].

Так, комплексный коэффициент усиления каскада определяется выражением

, где -

эквивалентная резонансная проводимость контура;

- обобщенная расстройка контура.

Из данного соотношения легко определить модуль коэффициента

усиления

и резонансный коэффициент усиления каскада УВЧ

.

Резонансный коэффициент усиления достигает своего максимального значения при одинаковом шунтировании контура со стороны выхода активного прибора и со стороны нагрузки (входа следующего каскада), т.е. когда

Приведенные соотношения позволяют получить уравнение резонансной кривой усилителя. Так, при малых расстройках, . Откуда, полоса пропускания УВЧ поуровню 0,707 (- 3дБ) равна

.

Резонансный коэффициент усиления одноконтурного каскада УПЧ такой же, как и у одноконтурного УВЧ

Для УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром резонансный коэффициент усиления каскада определяется выражением

где - фактор связи между контурами, а - коэффициент связи между контурами.

Коэффициент усиления (по напряжению) УПЧ с любым ФСИ при согласовании фильтра на входе и выходе может быть рассчитан по формуле

Здесь , - характеристические (волновые) сопротивления ФСИ по входу и выходу соответственно;

- коэффициент передачи фильтра в полосе прозрачности (пропускания).

В том случае, если известно затухание фильтра в полосе прозрачности в децибелах, то

.

Коэффициенты включения m и n вычисляются из условия согласования фильтра на входе и выходе

, .

Резонансная характеристика каскада УПЧ с ФСИ полностью определяется кривой изменения коэффициента передачи ФСИ от частоты. Отдельные точки резонансной кривой ФСИ задаются в справочниках.

Коэффициент усиления избирательного усилителя не должен превышать величины коэффициента устойчивого усиления . В общем случае, можно оценить из выражения

Если в качестве усилительного элемента используется каскодная схема, то необходимо подставить соответствующие значения проводимостей для каскодной схемы например, для схемы ОЭ – ОБ

В случае использования полевых транзисторов активной составляющей проводимости можно пренебречь и

.

6.2.

Нережимный РУ (электрический управляемый аттенюатор).

Если U_p= 0, то диоды открыты и коэффициент усиления максимален и наоборот.

Достоинство: глубина регулировки 25-30 дБ. Простота.

Недостаток: большие нелинейные искажения за счет диодов.

Uр

№ 7.

7.1.

На рис.1 приведена схема усилителя наполевом транзисторе с общим

истоком. В цепь стока включен колебательный контур LкСк. Контур

настраивается конденсатором Ск (может применяться для настройки

контура варикап или варикапная матрица).

В усилителе применено последовательное питание стока через фильтр

R3C3 . Напряжение смещения на затворе VT1 определяется падением Напряжения от тока истока на резисторе R2 Uзи = U r2 =iиr2= ICR2.

Резистор R1 является сопротивлением утечки транзистора VT1 и служит

Для передачи напряжения смещения на затвор транзистора.

№ 8.

8.1.

Для преобразования частоты используют как полевые (ПТ), так и биполярные (БТ) транзисторы. Преобразование происходит вследствие изменения крутизны характеристики прямой передачи под действием напряжения гетеродина. Возможны различные варианты схем подачи напряжения сигнала и гетеродина на смесительные элементы.

На рис.4.8 – схемы преобразователей с отдельным гетеродином на ПТ и БТ. В первой схеме напряжение сигнала подано в цепь затвора, а напряжение гетеродина – в цепь истока. По сигналу получается схема с общим истоком (ОИ), а для гетеродина – схема с общим затвором (03). Во второй схеме напряжение сигнала подается в цепь базы, а напряжение гетеродина – в цепь эмиттера. Этим достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина.

Рис.4.9 – Схема на двух затворном ПТ

Лучшая развязка между сигнальной и гетеродинной цепями остигается в схеме на двух затворном ПТ – рис.4.9. Напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы. Преобразование частоты в этой схеме происходит за счет изменения крутизны сток-затворной характеристики по сигнальному затвору при изменении напряжения на гетеродинном затворе.

Хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина и высокая устойчивость против самовозбуждения в широком диапазоне частот достигаются в каскодных смесителях. в которой напряжения сигнала и гетеродина поданы на базы разных транзисторов.

Рис. 4.10 – Каскадная схема

По сигналу получается каскадная схема общий эмиттер – общая база (ОЭ–ОБ), обеспечивающая высокую устойчивость. Преобразование частоты происходит вследствие изменения крутизны характеристики второго транзистора.

Аналогично можно построить каскадный смеситель на ПТ.

Преобразовательный электронный прибор — транзистор можно использовать одновременно и для генерирования колебаний. В этом случае преобразователь называется генерирующим (автодинным). Но оптимальные режимы для генерирования и для преобразования частоты неодинаковы. Стабильность частоты генерации получается низкой, поэтому автодинные ПЧ используются только в недорогих приемниках невысокого класса. В профессиональных РПрУ используются ПЧ с отдельным гетеродином.

Рис. 4.11 – К определению крутизны преобразования

Режим по постоянному току смесителей выбирают так, чтобы работать на нелинейном участке ВАХ прямой передачи и по возможности использовать участок с линейным изменением крутизны этой характеристики – рис.4.11. Из графика на рис.4.11, а) следует, что амплитуда первой гармоники крутизны » 0,5(g_21max – g_21min), a крутизна преобразования по первой гармонике согласно (4.19) G_21пр= 0,5 » 0,25(g_21max – g_21min). В режиме усиления можно использовать g₂₁ = g_21max, следовательно, крутизна в режиме преобразования меньше крутизны в режиме усиления.

Анализ ПЧ на БТ возможен с использованием экспоненциальной аппроксимации характеристик. Например, входная характеристика БТ в схеме ОБ i_Э = f (u_БЭ) хорошо аппроксимируется экспонентой i_Э = i₀( – 1), где i₀ и b – параметры экспоненты, определяются из реальных характеристик транзистора. Учитывая соотношение i_K = h_21б i_Э и выражение определяем крутизну

g₂₁ = di_K/du_БЭ = h_21б di_Э /du_БЭ = h_21б bi₀ . g₂₁(t) = bI_K0[J₀(bU_Г) + J_k(bU_Г) coskw_Гt].

8.2.

Система ФАПЧ используется для восстановления колебаний с несущей частотой в системах передачи информации с одной боковой полосой, с подавленной несущей, в системах, использующих фазомодулированные колебания, в качестве узкополосного перестраиваемого по частоте фильтра, в синтезаторах частот для создания высокостабильных колебаний и т.д. – в тех случаях, когда необходимо восстановить принимаемое колебание с точностью до фазы.

Рис. 7. Система ФАПЧ. Функциональная схема

На вход фазового дискриминатора (ФД) подается входное напряжение и напряжение, поступающее с опорного генератора. Фазовый дискриминатор определяет рассогласование по фазе, и пропорционально его величине и знаку вырабатывает напряжение, которое поступает на ФНЧ. Фильтр сглаживает этот процесс, и напряжение с выхода фильтра воздействует на контур ПГ. В результате этого происходит изменение частоты генератора. Но так как ,то изменяется и фаза. Это изменение приводит к уменьшению фазового рассогласования.

Математическое описание работы системы. Структурная схема

На вход системы ФАПЧ поступает напряжение

Пусть

, (10)

где

; (11)

– фаза сигнала; – начальная фаза сигнала.

Напряжение на выходе подстраиваемого генератора:

(12)

Фазовый дискриминатор определяет разность фаз

(13)

Если в качестве фазового дискриминатора использован перемножитель сигналов, напряжение на выходе фазового дискриминатора равно:

(14)

В общем случае напряжение на выходе ФД можно представить выражением:

(15)

- дискриминационная характеристика (рис. 8); ξ (t)- флуктуационная составляющая.

Если в системе нет ограничения, то ξ не зависит от φ.При нулевой расстройке разность фаз φ между входным и опорным сигналами составляет и автоматически устанавливается в системе.

Рис. 8. Дискриминационная характеристика

Если бы входной и опорный сигналы описывались одинаковыми функциями – и или и , то в результатом перемножения была бы четная функция cosφ, и при нулевой расстройке присутствовало бы управляющее напряжение, изменяющее фазу опорного сигнала на .

(16)

Сигнал с ФД поступает на ФНЧ с операторным коэффициентом передачи W(p), затем воздействует на контур генератора и изменяет его частоту. Работа генератора описывается тем же уравнением, что и для системы ЧАП.

На основании уравнений (10 ─ 16) может быть составлена структурная схема (рис. 9).

Рис. 9. Структурная схема ФАПЧ

С помощью интегратора обеспечивается операция перехода от частоты к фазе.Эта схема обеспечивает, в отличие от системы ЧАП, слежение с точностью до фазы, т.е. частотная ошибка в стационарном режиме в среднем равна нулю. В качестве примера применения системы ФАПЧ рассмотрим схему, осуществляющую амплитудное синхронное детектирование (рис. 10).

Рис. 10. Схема ФАПЧ в составе амплитудного синхронного детектора

Входные и выходные сопротивления транзистором в режиме преобразования приблизительно в 1,5...2 раза больше, чем в режиме усиления, а входные и выходные емкости в режиме усиления и преобразования фактически одинаковы.

ПТ имеет квадратичную сток-затворную характеристику, этим обусловлена линейная зависимость крутизны этой характеристики g₂₁ от U_ЗИ.

№14

14.2.

При угловой модуляции информация содержится в частоте (фазе) квазигармонического колебания. Изменение амплитуды сигнала может привести к искажениям при детектировании. Амплитудные ограничители (АО) служат для устранения амплитудной модуляции квазигармонического колебания – напряжение на выходе амплитудного ограничителя имеет постоянную амплитуду.

Рис. 12.0. Диодный амплитудный ограничитель

АО содержит ограничитель мгновенных значений, который обеспечивает постоянство максимальных (минимальных) напряжений, и полосовой фильтр. Полосовой фильтр подавляет гармоники, создаваемые ограничителем мгновенных значений.

№ 15.

15.2.

Детектором называют устройство для создания напряжения,

изменяющегося в соответствии с законом модуляции одного из параметров

входного сигнала. Детекторы можно классифицировать по характеру входного

сигнала и виду параметра, который подвергается модуляции.

Амплитудным детектором называется устройство, напряжение на

выходе которого пропорционально огибающей входного радиосигнала.

В детекторе осуществляется выделение информационного сигнала,

в соответствии с которым изменяется амплитуда входного сигнала.

К основным качественным показателям амплитудных детекторов

относят следующие характеристики и параметры:

 детекторную характеристику ∆и/(U0) - статическую зависимость

приращения постоянного напряжения на выходе детектора ∆и от

амплитуды входного гармонического сигнала U0;

 коэффициент передачи детектора Кд. При детектировании

немодулированного сигнала под коэффициентом передачи понимают

отношение

KД  u /U0

,

где ∆и - приращение постоянного напряжения на выходе АД под

воздействием сигнала на входе детектора; U0 - амплитуда входного

гармонического сигнала.

При подаче на вход детектора однотонального AM колебания

UВХ

(t) U0

(1 mcos(t  θ))cosω0

t,

под коэффициентом передачи детектора понимают отношение

K

Д U



/U

ОГ

,

где U



- комплексная амплитуда напряжения на выходе АД; U

ОГ

-

комплексная амплитуда составляющей огибающей входного сигнала.

Огибающая входного сигнала UОГ(t) в рассматриваемом случае есть сумма

постоянной составляющей и гармонического колебания:8

UОГ

(t) U0 U0mcos(t  θ), ;

θ

ОГ 0 U U me

j

 входное сопротивление детектора ( Z

ВХ

). При подаче на вход детектора

гармонического напряжения U0 cos ω0t силу нелинейности вольтамперной

характеристики нелинейного элемента АД ток, протекающий через этот

элемент, содержит постоянную составляющую и составляющие с

частотами, кратными частоте входного сигнала ω0. Входное

сопротивление АД определяется как отношение

Z U I

ВХ С  / ,

ω0

где U

С

- комплексная амплитуда напряжения на входе АД,

I

ω0

- комплексная амплитуда составляющей входного тока нелинейного

элемента АД на частоте ω0;

 искажения сигнала при детектировании. Процесс детектирования

сопровождается неизбежными частотными, фазовыми и нелинейными

искажениями. Наиболее полное представление о линейных (частотных и

фазовых) искажениях дают амплитудно-частотная и фазочастотная

характеристики детектора (АЧХ и ФЧХ соответственно). Под АЧХ

понимается зависимость модуля коэффициента передачи от частоты

модуляции |𝐾

Д(Ω)|, а под ФЧХ - зависимость аргумента комплексного

коэффициента передачи от частоты модуляции arg 𝐾 д(Ω). Обычно

|𝐾 д(Ω)| нормируют к своему максимальному значению. Нелинейные

искажения характеризуются уровнем гармонических составляющих

напряжения на выходе АД на частотах 2Ω, 3Ω,… при подаче на вход

детектора однотонального AM колебания с частотой Ω. Численной

мерой нелинейных искажений является коэффициент нелинейных

искажений ν(Ω), определяемый как

2 2

2 3

...

( ) ,

U U

U

v

 



 

 

где UΩ, U2Ω, U3Ω - амплитуды гармонических составляющих выходного

напряжения АД на частотах Ω, 2Ω, 3Ω и т.д.

 динамический диапазон входных сигналов D = Uвх max / Uвх min .Уровень

максимального и минимального входного сигнала ограничивается в 9

большинстве случаев допустимыми нелинейными искажениями при

детектировании;

 коэффициент пульсаций νп = Uω вых / Uвыпр

. Этот коэффициент определяет

относительный уровень напряжения несущей частоты на выходе

детектора, возникающего вследствие недостаточной фильтрации

высокочастотных составляющих.

15.4.

Все системы АРУ в зависимости от типа РУ делятся на режимные и не режимные.

U_вх U_вых

U_р

Пусть РУ – это резонансный усилитель. Тогда |K(jw)|=|S’||Z_H’|